密苏里科技大学EMC实验室项目实习周记（第7周）

1 公共篇

（由孙经东执笔）

作为一个好奇心比较强的孩子，我特意去密苏里科技大学蹭了两门课，现在大致介绍一下美国的上课情况。

第一门课是VLSI（超大规模集成电路），授课老师是Yiyu Shi，中国人，而且是超级牛人，2005年在清华大学本科毕业，专业加权第一，且得过竞赛国奖和北京市优秀毕业生称号，之后到UCLA只读了四年就博士毕业（两年硕士两年博士，依然是优秀毕业生和最佳论文），再往后去CMU（卡耐基梅隆大学）读博士后，今年28岁已经成为副教授，以及多个会议的审稿人。Yiyu Shi教授现在依然还会回清华的IIIS（交叉信息学院）讲课。VLSI课程报名人数爆满，原本30人的课堂却报了60多人，因此学校特意把一个更大的教室还给这门课使用。出于尊重，我在蹭课前给Shi教授发了一封邮件，询问是否可以去旁听，Shi教授热情地同意了我的请求，不过因为上课人数太多，我还是得努力找到一个位置。VLSI的上课时间很奇怪，每周二和周四的中午12点半到1点45，一般连上75分钟不休息（个别老师会安排休息）。虽然在日常午休的时间上课，但是因为Shi教授幽默的上课方式，全班60人没有一个昏昏欲睡，反而都抢着回答问题，在美国上课形式很轻松，Shi教授有时候也会拿自己的出的糗事开玩笑，大家哄堂大笑之余，反倒更喜欢这个黄皮肤的中国教授了。Shi教授在上课前会把自己的课件打印出来发给每个学生，所以笔记主要会记录一些上课老师随口讲到的小经验，书本虽然不是必须，但是作为课后的读物非常重要。另外一个比较深的感受是，美国的课堂比较“与时俱进”，无论是课件、作业还是讲课内容，都紧跟业界最新的进展。我们第一次作业，就是阅读ITRS（国际半导体蓝图）2012年的年鉴，总结半导体工业最快的发展方向和将来面对的最大挑战，我们在课堂上甚至会玩Shi教授从实验室带来的wafer（晶片）。

第二门课是Antenna（天线），授课老师是Dr.Zoughi，外国人，跟我们实习实验室的Pommerenke教授关系非常好，我的项目中用到的两个Standard Gain天线都是从Zoughi教授实验室借的。Zoughi教授一看就是那种学富五车的人，上课风度翩翩，而且板书极其漂亮，比较特别是，Zoughi教授几乎不用课件，全凭自己一张嘴，对我们问的问题来者不拒，而且对答如流。他自己上课也喜欢挑战我们的智商，总是循序渐进地问问题，慢慢把一些很深入的理解灌输给我们。至今印象最深的就是他阐述的对天线的一种理解：“Antenna is a special filter!”（天线就是空间上的滤波器！）。当时真有一种醍醐灌顶的感觉，从方向图上看，天线的HFBW不就正是滤波器的带宽，天线的作用就是从空间中滤过辐射，一部分被接收而另一部分被阻挡。上Zoughi教授的课，需要精力高度集中，因为一不留神，就会错过精彩的讲解，那就太不值了！所以Antenna的课总是在不知不觉结束，大家下课后还会围着教授问问题，我有一次有幸被Zoughi教授叫到办公室，看到他办公室整整一面墙的金质银质奖章，着实吓了一跳。

密苏里大学的学生每学期一般都选两门课，同时还要应对实验室的项目，我也选了两门，不仅学到了知识，也提前适应了美国留学的生活节奏。

2 个人篇

2.1 孙经东——Huawei Heat sink/IC field transformation

上周主要进行了验证性的测试，使用一个全新的对数周期天线，通过20GHz的VNA（矢量网络分析仪）进行单Port端口激励，测量两个Port（端口）的S21参数，进而转化成场强，与之前得到的估计结果进行比较。

进行正式VNA测量前，会对天线的Gain首先进行测试，进而得到天线的Factor，这是我们从电压转换到场强的重要参数。测量Gain主要使用两个相同的天线相对，间隔1米到3米，注意高度和极化方向，使得S21参数得到最大值。记录下不同频点的S21参数，再通过公式转换得到Gain和Factor。

VNA是十分昂贵的仪器，我们使用的是一个Agilent出产的最高到20GHz的型号，双端口收发互易，一端接天线，一端接激励。实际测量得到的结果发现，在高频段，场强测量值与估计值吻合很好，但是在低频段，测量值却比估计值要低，分析得到两个可能的原因，一是天线状态不好，S11参数的ripple（波动）比较大；二是激励端口的pin（针）与散热片接触不好，那么接触问题在高频段通过耦合，不会太大影响到散热片辐射，但是低频情况下会极大减弱辐射。鉴于此，我们又分别进行了两种验证性测试，一是对散热片的孔和激励端口的pin重新整修，保证接触良好，二是换用不同的天线测量其品质、观察ripple程度。

激励pin与散热片接触改善后，低频段的场强确实提高了5到10dB(V/m)，验证了第一个假设，下一周，我们会在小chamber（暗室）中，逐个测量天线状态，拿出一个最好的天线搭配方案出来。

本周末的结尾，我们去Dr. Pommerenke教授家开了一个Party（聚会），大家各自带了自己做的饭过去，然后一起吃，Party上既有我们实验室的人，也有Dr. Pommerenke的亲戚和好友，甚至还请了以为演唱家在旁边一直弹唱，演唱家走后，我们就自己放歌跳舞，为各种稀奇古怪的原因干杯，大家都玩得巨Hi。开Party是美国社交的重要一环，之前在实验室只有一面之缘的同事可以在Party上相互认识，也可以跟导师或学长交流实验室之外的生活上的话题，你会发现原来挺严肃的大叔其实也没那么可怕，在生活中也是喜欢笑喜欢玩的人。大家玩到深夜12点才陆续回家，又一次让我见识到什么叫“疯狂工作疯狂玩”的美式生活方式。

2.2 吴纯宇——基于3D打印技术的信道模拟器

这一周感觉效率有点低。因为整个一周都在测量laybrick的介电常数。laybrick是我们从一个德国人哪里买过来的非常容易打印的材料。经过前期简单的分析，我们认为这种材料的介电常数可能比较大。因此，我们对这种材料的介电常数非常乐观，这次就要准确地测量它的介电常数了。

测量的方法如下：首先用那个材料打印一个小方块，这个小方块需要非常坚实，中间不能留有空隙。然后在小方块的两侧贴上copper tape，这样就做成了一个简单的小电容。如果我们能测得电容的容值，根据小方块的尺寸和真空中的介电常数就可以算出材料的相对介电常数。

那么如何测量电容的容值呢？其实实验室本身有直接测量电容的仪器，但是基于两个方面的考虑：一个是这些仪器都只能测得低频情况下的电容，我们需要考虑几G赫兹以上的电容；另一个是这个电容太小了，用仪器测得的电容可能有误差。所以我们决定自己来测。我们首先拿来一个标准trace，也就是50欧特征阻抗的trace。将trace打断，接入我们做出的小电容。这样就形成了一个简单的微波网络，这个微波网络的ABCD矩阵是已知的。S21就可以表示成与电容间的关系。然后我们根据测得的S21参数，就可以反推出电容值，从而算出介质的介电常数。

虽然方法很简单，但测量过程却比较曲折。首先我们直接拿了一个已知电容去测量，去验证这个方法的准确性。然后再用已知介电常数的fr4材料来测量，和我们已知的情况进行比较，验证我们的计算code是否正确。最后才来测量laybrick，但测量的结果却与预期相去甚远，测量多次后仍然得到的相同结果。目前我们给出的解释是：laybrick这种材料的介电常数是与频率有关的，当频率升高后，它的介电常数会显著减小。而我们的VNA的最低频率也是100k HZ，因此我们算出的频谱上的结果都是普遍比较小的。

另外在测量S21的过程中也学习了一些VNA的使用方法。

2.3 徐冰洁——Cisco Channel Emulator Project

这周继续Dr.Pommerenke的Channel Emulator Using FIR Filters项目。目标是通过给定的S参数，将FIR IC配置系数，重现S参数的信道。

周一分析上周用VNA所得测量S参数曲线，并与用算法仿真得Calculation结果比较。首先Calculation与给定的S参数基本贴合除了在高频处细微差别，这是由于板子限制FIR TAP最多只能9个。当TAP数设置为200时，得系数算法仿真结果和给定S参数能完全贴合。因此，算法验证正确。接着，检查IC系数，算法仿真得系数均直接能用算法系数和IC系数对应表，即IC系数不存在太多1的情况（即算法仿真得系数都过小）或者需要归一化使仿真曲线上移（即算法仿真得系数有大于1超过对应表范围）。这是最简单的状况，排除了IC系数问题。最后，问题落在板子本身上。在给定IC系数时，对比用对应的算法系数仿真得结果和用VNA实测S参数结果，得到结论：板子本身LOSS太大，因此即使在只给定单个系数其他都为0时，测量结果仍不能完全与仿真结果贴合，呈现下降趋势，从初始0.01GHZ到结束20GHZ，S21幅度下降接近10db.

用FIR滤波器实现信号S参数并不是我主要研究得部分。我主要研究部分是用FIR滤波器实现Crosstalk（即信号完整性中两条信道之间耦合干扰）,也即干扰的S参数。Crosstalk的S参数比只有本身传输信号的S参数复杂很多，这是主要区别，其他思路与之前相近。

周二到周四，拿到已知的Crosstalk的S参数，四端口共16个S参数。通过EMC实验室自己研发的软件FEMAS画出各参数，呈平坦下降趋势的是本身through信号传输，而杂乱幅度较小的是干扰信号传输。通过这个思路，得到了1,2,3,4端口到底哪两个入，哪两个出；哪两个对应传输有用信号。并通过得系数算法得系数和IC系数。但发现问题：算法所得系数太小，因此IC系数大多数为1，下到板子中测量结果无法与原S参数匹配。若用放大系数，则算法仿真结果会上移，无法与原S参数匹配，相应测量结果会与仿真结果接近，同样在原S参数上方不匹配。跟导师讨论，根本问题出在：直接用已知S参数计算FIR系数是错误的，两条Channel间需用R或者Directional Coupler耦合，所以FIR两端S参数并非整个Channel两端S参数，这样计算出来的FIR系数理论上不会出现过小的情况。科研也许就是这样，在不断尝试，错误，从头继续尝试中，做出成果。

额外地，在使用实验室仪器测量，搭建测量环境时，学习到不少。高精度CONNECTOR常用2.4MM和3.5MM的，区别是中心的空气环大小，较小的是2.4MM。TORQUE WRENCH用于拧CONNECTOR,当响一声，就说明CONNECTOR拧紧了。使用VNA之前用E-CALCULATION-KIT将测量从VNA端口引到传输线两端来校准。还有一些仪器使用细节，在真正测量中，能学习到并熟悉使用。目前主要使用的只是VNA,希望尝试使用其他的仪器，比如TDR,测场分布的那台仪器。

这周开始学车了，每天在做完实验室事情后练车半小时左右。在美国学车，理论考试免费考无限次，路考是考过再交钱，也只30美元左右。不需要到驾校统一练车，等一天也只能上车一两次。在美国，的确做很多事更容易更方便更人性化。把学车当紧张的实验室和申请工作之后的放松娱乐活动，挺好。

周六晚上，Dr.Pommerenke邀请实验室去他家聚会，自己带食物。我带了武汉特色——热干面，最后被吃光。看来热干面芝麻酱香加上劲道的面，国际友人同样喜欢吃啊。在聚会上，看到教授以及实验室学生不同于平时在实验室的另一面，“干杯”，跳舞，真是欢乐的周六聚会。

2.4 赵碧瑶——PCB的power distribution network建模

这周主要任务是对测试板进行测试，分为两步：第一步，直接测试裸露的PCB板，分析测试结果，找到实际的电学参数；第二步，测试带电容的PCB板，确定电容耦合对电源网络的影响。测试采用probe探头接VNA(vector network analysis)测量，probe探头是测量中常用的探头，它的探头包含信号端和参考端；VNA可以测出端口的S参数，反映测试网络的传输特性。

周一我在Ketan的指导下学习了probe和VNA的使用方法。我们使用的是两点间距为1mm的probe，每个probe价格大概是一千美元左右，而且probe的两个接触点非常容易坏，因此在测量过程中需要格外小心。在学习过程中，首先，我使用坏的probe来练习怎样接触待测点，怎样保护probe；然后简单学习了VNA的使用。为了更好地使用VNA，需要了解VNA的校准方法，使用怎样的校准方法才能将测量误差降到最低。

周二开始正式测量，我们利用probe接触测试点，使用合适的cable连接probe和VNA，将probe的数据传输给VNA，VNA校对数据之后输出S参数。如小帕在会议上说的，不恰当的操作会造成仪器的损坏。对于cable来说，最容易坏的地方是连接部分，在连接时，需要使用扳手确保cable和仪器很好地连接。在测试过程中，我们使用了两个probe，分别接触两个测试端口，得到端口的S参数。整套测试装置如图一所示，由于设备非常昂贵，因此在使用过程中需要非常小心，严格遵守仪器的使用规则，爱护仪器。

周三，我利用S参数画出了测量结果的Z参数，在和仿真参数比较时，发现测试结果和仿真并不吻合，开始寻找哪些因素会导致测试与仿真的不吻合。首先，Jim考虑到为了方便测量S12参数，临时决定给每种情况加上两对电源和地，改变了电源网络的物理结构，直接导致了测量和仿真的不吻合。其次，实际测试板的电磁学参数并不已知，在仿真过程使用的电介质常数及损耗角都是使用的最常见的，但可能与实际的PCB板不同。另外，测试板的物理尺寸也会有误差，层与层的高度不已知，但该高度对PDN算法的影响非常大。因此，必须根据测量结果对之前的仿真进行修改。

在周四和周五，我主要是修改仿真模型。仿真分为两类，一是使用HFSS画出实际的物理模型，进行仿真；二是使用PDN计算电源网络的参数，在ADS中根据PDN算法得到的各种参数搭建分布电路模型，进行仿真。同时在这周的时间中，我们完成了PDN算法的调试工作，将PDN算法整合到FEMAS中，用户可以直接调用PDN算法。下个星期需要使用各种测试板验证PDN算法的可行性。

总得来说，到这周为止，我了解了一个算法从提出到验证再到实现及分析的整个流程，剩下的工作是继续通过测量和仿真来不断完善，弄清楚任何忽略的或者不清楚的问题。于此同时，Jim又给我安排了新的任务，这些新的工作是在整个PDN算法中其他部分的内容，希望在新的工作中可以学到更多的知识。

2.5 杨帆——双绞线信号完整性问题研究

公司项目部分：

基于我们前面的工作，我们根据TDR的数据可以大致推算出wire的相对介电常数：

图1 TDR反射电压简易图

图2实物模型Open Ended, Length = 150mm

根据公式：传输线长度

相对介电常数

图3 TDR数据

由图4可以直接得到T，T=1.693-0.4963=1.1967 ns D=150mm

因此我们可以得到ε_r=1.4 ,但是资料显示，实物模型中的绝缘材料是Polypropylene，其相对介电常数经查应为2.2至2.36，这个离我们测量的数据有偏差。我们的初步分析是由于整个cable中并没有完全填充着polypropylene材料，中间还有一些空气，如图4所示。空气的相对介电常数为1，因此我们测出来的结果应该是在1和2.2之间。

图4实验所测cable的实物图

利用相对介电常数我们可以计算相关的特征阻抗：

计算得到的数字与TDR所测量数据大致一致。

经过跟公司的讨论，我们现在主要要研究最坏情况下的connector的EMI和SI问题。据公司透露，他们的connector上面可能会有40至50对信号线。上次会议的时候我们跟公司提出希望他们能够提供一些cable，这样我们的研究分析能更贴近公司项目的情况，公司也同意了我们的要求，因此接下来我们计划使用公司的cable来测量仿真。

2.6 贺嘉贻——Buffer电路的设计和测量

这一周电路设计任务进入到了SMA Connector的优化中，由于电路trace的宽度与SMA Connector的宽度不同，在连接时会出现一个“transition”，这有可能产生很严重的不匹配。因此要通过仿真模型，优化参数来进行调节。

优化的目的是让Connector在连接时，整个传输线特性阻抗能尽量接近50欧姆。传输线特性阻抗的计算公式为，因此当电路中电感增加时，也应该增加电容使特性阻抗仍然保持在50欧姆左右，其他情况下同理。

我一共对三个模型进行了仿真优化，第一个是信号引脚直径达到0.7mm的SMA Connector；第二个是我在实验室找到的引脚长度很短并且直径只有0.5mm的Connector；第三个则是southwest microwave公司的高精度Connector。上周我对第一个模型仿真的结果非常差，只能工作在1.8GHz以下的频率。但是一个学长建议我将信号引脚剪短，这样会使不连续部分对电路的影响减小。事实证明这是一个非常有用的建议，将引脚剪短后S11参数比之前好了很多，至少可以工作到6GHz左右，比之前的1.8GHz有了大幅提高。第二个模型结果比第一个模型稍好一些，而高精度Connector的结果则是无悬念最好的。

建立模型时有一些可以自己控制的尺寸是不知道的，需要通过优化来确定最佳尺寸。这时需要把一些参数设置为变量，然后在它们的取值范围内选取一些值进行仿真，最后把所有结果绘制成曲线或称表格，这样就可以得到最佳的结果，也就达到了优化的目的。优化往往要跑非常长的时间，我的模型进行优化都要几个小时，一些复杂模型的优化要跑几十个小时都很正常。

在完成了模型仿真后,Dr.Fan和我又对仿真结果进行了讨论。Dr.Fan认为在频率不是很高时（小于5GHz），前两个Connector都可以工作，而在更高的频率范围内就需要用高精度的Connector；同时他指出了我仿真结果中TDR的曲线有一些不正常，可能是由于我部分设置不正确。下一步我就要根据仿真得到的模型制作出符合要求的PCB封装，争取在下一周完成PCB板的设计，尽早开始学习测量。

软件任务方面，Dr.Mikheil给了我一个编程任务：完成各种微波参数的转换。微波网络可以用S、Y、Z、T、ABC五种矩阵来表示，我的任务就是编写出这五种矩阵之间转换的函数。